无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法与流程

1.本发明涉及一种无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法，是一种无线电能传输技术，属于电力电子技术领域。


背景技术：

2.近年来，随着新能源汽车的产业发展，电动汽车的无线充电技术也呈现出巨大的发展前景，并受到产业界和国家层面高度重视，相关的国际标准(sae j2954，iso 19363，iec 61980)和国标相继发布。2020年4月28日，国家标准化管理委员会公布了《gb/t 38775.x电动汽车无线充电系统》共4项国家标准，于2020年11月1日正式实施。另外，互操作性要求及测试方法的相关标准正在制定中。
3.无线充电系统的功率变换器，大都采用两级变换拓扑。第一级为高功率因数ac-dc变换(即apfc)，一般采用boot变换拓扑；第二级为dc-dc变换，通过补偿网络匹配耦合线圈于谐振状态，以实现电能的高效传输。
4.至于补偿网络和匹配思路，大都是基于耦合线圈互感模型和变压器t网络模型的设计方法。其中每个补偿元件都是单独且完全地补偿耦合线圈的漏感或者励磁电感或者自感。致使功率变换器或者工作于恒流模式或者工作于恒压模式，输出电流、电压或工作频率受耦合系数的严重影响，并且原边线圈与副边线圈不能实现解耦设计，互操作性要求(即通用性)不易得到满足。而实际充电过程中不但需要恒流模式、恒压模式，更需要恒功率模式，并且线圈在互操作和对位时耦合系数变化很大。而互操作性是无线充电系统推广应用的重要基础，现有的设计方案都不能很好地满足上述要求，技术问题亟待解决。
5.上述内容仅用于辅助理解本发明，并不代表承认上述内容都是现有技术。


技术实现要素：

6.本发明的目的是，克服现有技术的不足，提出一种无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法，为无线充电系统的标准化和推广应用奠定基础。该变换器采用新型的副边补偿网络拓扑，能够调频控制(pfm)，可以恒功率或恒流或恒压模式输出；在负载和耦合系数较大变化区间，符合系统频率范围限定，并且保持较高效率。其标准化解耦设计方法，给出原边\副边线圈及各种补偿网络参数的统一解析式，实现原边\副边参数相互解耦设计；原边\副边线圈的自感与补偿拓扑无关，原边线圈及其补偿网络参数与耦合系数无关，原边参数和副边参数相对独立互不影响，能够满足互操作性和标准化要求。
7.本发明的技术方案如下。
8.一种无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法，其无线充电功率变换器由apfc电路(1)、逆变电路(2)、原边补偿网络(3)、耦合线圈(4)、副边补偿网络(5)、整流电路(6)和滤波电容co构成。耦合线圈(4)包括原边线圈np和副边线圈ns。逆变电路(2)采用全桥拓扑或者半桥拓扑。整流电路(6)采用全桥整流或者倍压整流，其为四端网络，具有两个交流输入端和正输出端、负输出端。原边补偿网络(3)采用s补偿、或者lcc补偿、或者clc补偿、
或者lc补偿。副边补偿网络(5)采用并\串联电容补偿、或者ccl补偿、或者cl补偿、或者sp补偿、或者s补偿。
9.其无线充电功率变换器的各部分的连接关系是：apfc电路(1)、逆变电路(2)、原边补偿网络(3)和耦合线圈(4)的原边线圈np之间依次连接。整流电路(6)的正输出端连接滤波电容co的正极，并且作为该变换器的正极输出端vo ；整流电路(6)的负输出端连接滤波电容co的负极，并且作为该变换器的负极输出端vo-。vo 和vo-连接负载ro，交流输入电源ua连接apfc电路(1)。
10.其特征是：副边补偿网络(5)采用并\串联电容补偿，简称ps补偿，包括并联电容cr和串联电容cs。耦合线圈(4)的副边线圈ns的一端连接副边补偿网络(5)的串联电容cs的一端，串联电容cs的另一端连接整流电路(6)的一个交流输入端，副边线圈ns的另一端连接整流电路(6)的另一个交流输入端；副边补偿网络(5)的并联电容cr与副边线圈ns并联，即并联电容cr的两端分别连接副边线圈ns的两端。
11.一种无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法，其标准化解耦设计方法为：根据输入功率、输入电压和系统频率范围，设计原边线圈np的自感量和原边补偿网络(3)。根据具体车型的额定充电功率、基准输出电压、系统频率范围和副边线圈ns与原边线圈np之间的耦合系数k，设计具体的副边线圈ns的自感量和副边补偿网络(5)。原边线圈np和副边线圈ns的自感量，与原边补偿网络(3)和副边补偿网络(5)无关；原边线圈np和原边补偿网络(3)的参数与所述耦合系数k无关。这样设计的原边参数和副边参数，相对独立互不影响并且满足互操作性，从而实现解耦设计。
12.其特征是：对应国标规定的每一个输入功率等级，确定唯一且精确的原边线圈np的自感量，并规定原边线圈np距离地面的唯一且精确的安装高度；所述耦合系数k的取值，按照具体车型中副边线圈ns的离地间隙并且与相同功率等级的原边线圈np在x和y方向的一定偏移量处测量确定；实际应用中因互操作和对位使得耦合系数k很小时，则适当降低供给逆变电路(2)的直流电压vd(即apfc电路(1)的输出电压)；设定谐振角频率ω0和特征角频率ωn，使之分别接近标准规定的系统频率范围的下限和上限。该标准化解耦设计方法，给出无线充电功率变换器原边和副边参数的统一解析式。
13.原边线圈np的自感l
p
，原边补偿网络(3)的参数即串联电容c
p
、并联电容c1、串联电感l1，由式(e-01)和式(e-02)、式(e-03)确定。
[0014][0015]
[0016][0017]
对于原边补偿网络(3)，当f0＞1时，l1和c1为正值，即为lcc补偿。当f0＝1时，ε＝∞,c1＝∞,l1＝0,并联电容c1无意义而去掉，退化为s补偿。当f0＜1时，l1和c1为负值，转化为clc补偿。当ε＝0时，c
p
＝∞，简化为lc补偿。
[0018]
副边线圈ns的自感ls，副边补偿网络(5)的参数即串联电容cs、并联电容cr、串联电感l2，由式(e-04)和式(e-05)、式(e-06)确定。
[0019][0020][0021][0022]
对于副边补偿网络(5)，当采用ps补偿时，由式(e-05)计算网络参数值。当采用ccl补偿时，由式(e-06)计算网络参数值。cl补偿是ccl补偿的特例，即m＝0,cs＝∞；sp补偿也是ccl补偿的特例，即r＝0,l2＝0；s补偿是sp补偿的特例，即r＝0,m＝0,l2＝0,cr＝0。
[0023]
式(e-01)～式(e-06)中的参数说明如下：
[0024]
式中，g称作逆变拓扑系数，全桥拓扑时g＝1，半桥拓扑时g＝0.5。h称作整流拓扑系数，全桥整流时h＝1，倍压整流时h＝0.5。
[0025]
式中，p
in
为输入功率，vd为供给逆变电路(2)的直流电压。p
oe
为额定输出功率，也就是恒功率模式的充电功率。v
om
为最大输出电压，也就是充电电压的最高值。k为副边线圈ns与原边线圈np之间的耦合系数。
[0026]
式中，ω0为恒流模式的开关角频率，称作谐振角频率；ωn为恒压模式的角频率，称作特征角频率；λn称作归一化特征角频率，λn＜1；bn称作特征系数。d称作电流调整因子，一般取值0.9～1.1，经择优标准化后取定值；b称作电压调整因子，一般取值0.9～1.1,根据耦合系数k和副边补偿网络(5)而适当微调。
[0027]
式中，f0称作谐振频率适配系数，一般取值范围1.05～0.95；e称作电压适配系数，一般取值范围0.85～1.0。[ε、τ]为中间变量。
[0028]
式中，m称作电容比例系数，一般取值范围0≤m≤1，用以优化并联电容cr和串联电容cs的比例。r称作电感比例系数，一般取值范围0≤r≤1，用以优化串联电感l2与自感ls的比例。[n
ps
、n
ccl
、k、a]为中间变量。
[0029]
本发明与现有技术相比具有如下优越性。
[0030]
1)本发明提出最优副边补偿网络拓扑，能适应负载和耦合系数的较大范围变化。
[0031]
2)本发明采用调频控制模式，软开关高效率，可恒功率或恒流或恒压模式输出。
[0032]
3)本发明统一原副边线圈及各种补偿拓扑的参数解析式，实现原副边解耦设计。
[0033]
4)本发明满足互操作性要求，符合系统频率范围限定，为标准化设计打下基础。
附图说明
[0034]
图1本发明的无线充电功率变换器的原理图。
[0035]
其中，1—apfc电路，2—逆变电路，3—原边补偿网络，4—耦合线圈，5—副边补偿网络，6—整流电路；cr—并联电容，cs—串联电容，co—滤波电容；np—原边线圈，ns—副边线圈。ua—交流输入电源，ro—负载。
[0036]
图2是原边补偿网络(3)的s补偿拓扑图。
[0037]
其中，cp—原边的串联电容。
[0038]
图3是原边补偿网络(3)的lcc补偿拓扑图。
[0039]
其中，cp—原边的串联电容，c1—原边的并联电容，l1—原边的串联电感。
[0040]
图4是原边补偿网络(3)的clc补偿拓扑图。
[0041]
其中，cp—原边的串联电容，c
l1
—原边的串联电容，l
c1
—原边的并联电感。
[0042]
图5是原边补偿网络(3)的lc补偿拓扑图。
[0043]
其中，c1—原边的并联电容，l1—原边的串联电感。
[0044]
图6是该变换器的耦合线圈(4)的耦合电感模型图。
[0045]
图7是该变换器的耦合线圈(4)的变压器t型网络模型图。
[0046]
图8是该变换器的耦合线圈(4)的变压器γ型网络模型图。
[0047]
图9是该变换器的s-s补偿的电路模型图。
[0048]
所谓s-s补偿，就是原边补偿网络(3)和副边补偿网络(5)都采用s补偿。
[0049]
图10是该变换器的s-s补偿的等效电路时域模型图。
[0050]
图11是该变换器的s-s补偿的等效电路频域模型图。
[0051]
图12是该变换器的s-ps补偿的电路模型图。
[0052]
所谓s-ps补偿，就是原边补偿网络(3)采用s补偿，副边补偿网络(5)采用先并联电容后串联电容补偿。
[0053]
图13是该变换器的s-sp补偿的电路模型图。
[0054]
所谓s-sp补偿，就是原边补偿网络(3)采用s补偿，副边补偿网络(5)采用先串联电容后并联电容补偿。
[0055]
图14是该变换器的s-ccl补偿的电路模型图。
[0056]
其中，cr—并联电容，cs—串联电容，l2—副边的串联电感。
[0057]
所谓s-ccl补偿，就是原边补偿网络(3)采用s补偿，副边补偿网络(5)采用先串联电容后并联电容再串联电感补偿。
具体实施方式
[0058]
下面将结合附图，以优选实施例，对本发明进行详细地描述与分析。显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例而非全部。
[0059]
1、本发明的优选实施例
[0060]
如图1所示，一种无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法，其无线充电功率变换器由apfc电路(1)、逆变电路(2)、原边补偿网络(3)、耦合线圈(4)、副边补偿网络(5)、整流电路(6)和滤波电容co构成。耦合线圈(4)包括原边线圈np和副边线圈ns。apfc电路(1)为四端网络，采用整流桥 boost变换拓扑或者无桥boost拓扑，具有两个交流输入端和正输出端、负输出端。逆变电路(2)采用全桥拓扑或者半桥拓扑，其为四端网络，具有正输入端、负输入端和两个交流输出端。整流电路(6)采用全桥整流或者倍压整流，其为四端网络，具有两个交流输入端和正输出端、负输出端。副边补偿网络(5)采用并\串联电容补偿，或者sp补偿(即串\并联电容补偿)，或者s补偿(即串联电容补偿)。
[0061]
如图2～图5所示，原边补偿网络(3)为四端网络，具有两个交流输入端和两个交流输出端；采用s补偿(即串联电容补偿)，或者采用lcc补偿，或者采用clc补偿，或者采用lc补偿。
[0062]
其无线充电功率变换器的各部分的连接关系是：交流输入电源ua的两端分别连接apfc电路(1)的两个交流输入端；apfc电路(1)的正输出端和负输出端，分别连接逆变电路(2)的正输入端和负输入端；逆变电路(2)的两个交流输出端连接原边补偿网络(3)的两个交流输入端，原边补偿网络(3)的两个交流输出端分别连接耦合线圈(4)的原边线圈np的两端。整流电路(6)的正输出端连接滤波电容co的正极，并且作为该变换器的正极输出端vo ；整流电路(6)的负输出端连接滤波电容co的负极，并且作为该变换器的负极输出端vo-。vo 和vo-则连接负载ro。
[0063]
其特征是：副边补偿网络(5)采用并\串联电容补偿，简称ps补偿，包括并联电容cr和串联电容cs。耦合线圈(4)的副边线圈ns的一端连接副边补偿网络(5)的串联电容cs的一端，串联电容cs的另一端连接整流电路(6)的一个交流输入端，副边线圈ns的另一端连接整流电路(6)的另一个交流输入端；副边补偿网络(5)的并联电容cr与副边线圈ns并联，即并
联电容cr两端分别连接副边线圈ns的两端。该变换器采用调频控制pfm，符合系统频率范围限定，能以恒功率或者恒流或者恒压模式输出。
[0064]
一种无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法，其标准化解耦设计方法为：根据输入功率、输入电压和系统频率范围，设计原边线圈np的自感量和原边补偿网络(3)；根据具体车型的额定充电功率、基准输出电压、系统频率范围和副边线圈ns与原边线圈np之间的耦合系数k，设计具体的副边线圈ns的自感量和副边补偿网络(5)。原边线圈np和原边补偿网络(3)的参数与所述耦合系数k无关(即k只影响副边线圈ns和副边补偿网络(5)的参数)；原边线圈np和副边线圈ns的自感量，与原边补偿网络(3)和副边补偿网络(5)无关。这样设计的原边参数和副边参数，相对独立互不影响并且满足互操作性，从而实现解耦设计。
[0065]
其特征是：对应国标规定的每一个输入功率等级，确定唯一且精确的原边线圈np的自感量，并规定原边线圈np距离地面的唯一且精确的安装高度。所述耦合系数k的实际数值，按照具体车型中副边线圈ns的离地间隙并且与相同功率等级的原边线圈np在x和y方向的一定偏移量处测量确定。实际应用中因互操作和对位使得耦合系数k很小时，则适当降低供给逆变电路(2)的直流电压vd(即apfc电路(1)的输出电压)，从而保持高效率运行。设定谐振角频率ω0和特征角频率ωn，使之分别接近标准规定的系统频率范围的下限和上限，以符合系统频率范围限定。
[0066]
该标准化解耦设计方法，给出无线充电功率变换器原边、副边及各种补偿参数的统一解析式，具体内容在后续的工作原理部分详细说明。
[0067]
2、本发明的工作原理
[0068]
该无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法的工作原理，从以下五个步骤进行详细分析。这五个步骤简单概括为：耦合线圈模型，等效电路模型，s-s补偿的解耦设计，各种副边补偿拓扑的统一分析，各种原边补偿拓扑的统一分析。
[0069]
2.1耦合线圈模型分析
[0070]
根据电路理论，对耦合线圈(4)进行分析，可以采用耦合电感模型，如图6所示；也可以采用变压器t网络模型，如图7所示。二者具有相同的端口特性，根据二端口网络理论，得出二者的参数之间的关系式。
[0071][0072]
式中：l
p
——原边线圈np的自感，称作原边自感；
[0073]
ls——副边线圈ns的自感，称作副边自感；
[0074]
m——原边线圈与副边线圈之间的互感；
[0075]
l
pr
——原边等效漏感；
[0076]
l
sr
——副边等效漏感；
[0077]
lm——等效励磁电感；
[0078]
n——理想变压器等效变比。
[0079]
根据物理学中互感的定义，互感m由式(e-2)确定。式中，k为耦合系数。
[0080][0081]
由式(e-1)可知：t型网络模型中有4个变量(l
pr
、l
sr
、lm、n)，而约束方程只有3个。在线圈的结构和参数(l
p
、ls、m)确定的情况下，此方程组具有多个解。
[0082]
设定l
pr
＝0、l
sr
＝lr、n＝ne，则由式(e-1)和式(e-2)可以推导出：
[0083][0084]
由式(e-3)可以构建变压器γ型网络模型，如图8所示。后续分析都是基于γ型网络模型。γ网络模型中副边漏感lr的物理意义是，副边单位电流产生的但没有被原边耦合的那一部分磁链，也就是原边短路情况下从副边看进去的电感量(原边短路即表示原边电压为零，从而原边磁链为零)。因此，lr可用测量的方法获得，在原边短路情况下从副边测得的电感量即为lr。l
p
和ls也能测得，即开路副边从原边测得的电感为l
p
，开路原边从副边测得的电感为ls。耦合系数k由上述测量值算出，即
[0085]
3.2等效电路模型分析
[0086]
对于无线充电功率变换器的分析，分四步进行。首先，建立基本的s-s补偿(即串联-串联补偿)的电路模型，得到一组基本的变量关系式，并掌握其基本特征和规律。其次，得出s-s补偿的解耦设计公式。再次，推出各种副边补偿的统一解析式。最后，导出各种原边补偿的统一解析式。据此，建立标准化解耦设计方法。
[0087]
基于上述的变压器γ网络模型，s-s补偿的电路模型如图9所示，c
p
为原边的串联电容，cs为副边的串联电容。该电路模型的输入侧称作原边，输入电压u
p
称作原边电压；u
p
即是逆变电路(2)的交流输出电压。该电路模型的输出侧称作副边，输出电压us称作副边电压；us即是整流电路(6)的交流输入电压，也就是ra两端的电压。ra为负载ro折合到整流电路交流输入端的交流等效电阻；i
p
为原边电流，is为副边电流。
[0088]
交流输入电源ua，经过apfc电路(1)，得到稳定的直流电压vd；直流电压vd供给逆变电路(2)。逆变电路(2)为全桥拓扑或者半桥拓扑，采用调频控制模式(pfm)，则逆变电路的输出电压u
p
为占空比对称的方波电压。
[0089]up
＝vd·
vk(t)
ꢀꢀꢀ
(e-4)
[0090][0091]
vk(t)为开关函数，开关周期为t，n为正整数。g称作逆变拓扑系数。vk(t)的傅里叶展开式为：
[0092][0093]
ω为开关角频率，ω＝2πf。f为逆变电路的开关频率，f＝1/t。该变换器主要由u
p
的基波分量传递功率，由式(e-4)和式(e-6)可知u
p
的基波分量为：
[0094][0095]
式中，v
p
为的有效值。图9所示的电路模型为线性网络，基波分量加到原边，则副边电流的基波分量具有如下表达式：
[0096][0097]
式中，is为的有效值，θ为的初始相位。经过整流电路后变为脉动电流
[0098][0099]
整流电路(6)采用全桥整流或者倍压整流，则经过滤波后的平均电流即为变换器的输出电流io，io由积分得出。
[0100][0101]
式中，h称作整流拓扑系数，全桥整流时h＝1，倍压整流时h＝0.5。根据能量守恒，输出功率则交流等效电阻ra为：
[0102][0103]
将串联电容cs等效为“负电感”，与漏感lr合并为等效漏感l
rc
。
[0104][0105]
进一步，将l
rc
、ra折合到理想变压器原边，得到等效电路时域模型如图10所示。折合后的等效漏感le、等效电阻re、等效副边电压u
se
和等效副边电流i
se
分别为：
[0106][0107]
根据式(e-13)，得出与图10的时域模型对应的等效电路频域模型，如图11所示。
[0108]
其中，感抗x
lp
、x
le
和容抗x
cp
及其归一化处理分别为：
[0109][0110]
按照图11所示的等效电路频域模型，原边电流等效副边电流与原边电压的关系为：
[0111][0112][0113]
3.3 s-s补偿的参数解耦设计
[0114]
本节中，将确立该变换器的基本设计思路。推导出基本的s-s补偿的原\副边线圈及其补偿网络参数的解耦设计公式，并分析参数对电路影响的基本规律。
[0115]
当a 1＝0，即a＝-1时，根据式(e-15)和式(e-13)，等效副边电流副边电流与原边电压的关系为：
[0116][0117]
式(e-17)表明，当a＝-1时，电路运行于恒流模式，独立于负载(也就是说，与变换器的输出电压vo无关)。恒流模式的开关角频率ω＝ω0，ω0称作谐振角频率。
[0118][0119]
当a ab b＝0，即(a 1)(b 1)＝1时，根据式(e-15)和式(e-13)，等效副边电压副边电压与原边电压的关系为：
[0120][0121]
式(e-19)表明，当a ab b＝0时，电路运行于恒压模式，独立于负载(也就是说，与变换器的输出电流io无关)。恒压模式下的b记作bn，bn称作特征系数；恒压模式的角频率记作ωn，ωn称作特征角频率。ωn与bn的关系为：
[0122][0123]
该变换器的基本设计思路是：在基准副边电压的倍时趋近于恒压模式，在基准副边电流的d倍时趋近于恒流模式。d称作电流调整因子，用以优化原边线圈np的自感和最低工作频率，一般取值范围0.9～1.1，经择优标准化后取定值。基准副边电压的取值与变换器的输出模式有关，且根据耦合系数k和副边补偿网络(5)而适当微调。由式(e-17)、式(e-19)和能量守恒得到方程组：
[0124][0125][0126]
其中，v
sm
、v
sm
和v
sb
分别为副边电压(有效值)的最小、最大和基准值；i
sm
、i
sm
和i
sb
分别为副边电流(有效值)的最小、最大和基准值；r
am
、r
am
和r
ab
分别为交流等效负载的最小、最大和基准值。v
ob
为基准输出电压，r
ob
为基准负载电阻。p
om
和p
om
分别为输出功率的最小值和最大值，p
oe
为额定输出功率，也就是恒功率模式的充电功率。
[0127]
基准输出电压v
ob
与变换器的输出模式有关，输出模式有恒功率、恒流和恒压三种。基于恒功率模式，大约取最高输出电压；基于恒流模式，大约取最低输出电压；基于恒压模式，取值大于最高输出电压。
[0128]
联合式(e-21)和式(e-11)、式(e-13)、式(e-18)，推导出耦合线圈的等效变比ne、原边线圈的自感l
p
和串联补偿电容c
p
之关系式。
[0129][0130][0131]
联合式(e-23)和式(e-3)、式(e-11)、式(e-13)、式(e-16)推导出：
[0132][0133]
其中，v
om
为最大输出电压，即充电电压的最高值。b称作电压调整因子，用以优化输出特性，一般取b＝0.9～1.1，根据耦合系数k和副边补偿网络(5)适当微调。k为副边线圈ns与原边线圈np的耦合系数，其取值按照具体车型中副边线圈ns的离地间隙并且与相同功率
等级的原边线圈np在x和y方向一定偏移量处测定；
[0134]
根据上述总结如下：原边线圈的自感l
p
与逆变电路的拓扑类型有关，而与整流电路的拓扑无关；副边线圈的自感ls与整流电路的拓扑类型有关，而与逆变电路的拓扑无关；与逆变拓扑、整流拓扑均无关。
[0135]
三个参数[d,b,bn]对电路的影响规律如下：
①
d决定电路最低角频率ωm与ω0的比例，d增大则其比例增大。
②
b决定电路最高角频率ωm与ωn的比例，b增大则其比例增大。
③
式(e-20)表明，特征系数bn体现ωn与ω0的距离，其距离减小则bn增大。
[0136]
3.4各种不同副边补偿拓扑的统一分析
[0137]
本节基于s-s补偿的解耦设计公式，建立各种副边补偿的统一解析式，并分析各种副边补偿对电路性能产生的作用。
[0138]
副边补偿网络(5)在s补偿的基础上，于副边线圈ns两端并联电容cr，则成为并\串联电容补偿，简称ps补偿。该变换器采用s-ps补偿的电路模型如图12所示。
[0139]
设理想变压器的输出为u
t
，根据电路理论的戴维南定理，加到负载的有源二端网络可等效成“开路电压”和“短路电抗”jxr的串联。对于ps补偿则有：
[0140][0141]
副边补偿网络(5)在s补偿的基础上，于等效负载ra两端并联电容cr，则成为串\并联电容补偿，简称sp补偿。该变换器采用s-sp补偿的电路模型如图13所示。根据戴维南定理，对于sp补偿则有：
[0142][0143]
副边补偿网络(5)在sp补偿的基础上，加入串联电感l2，则成为ccl补偿。变换器采用s-ccl补偿的电路模型如图14所示。根据戴维南定理，对于ccl补偿则有：
[0144][0145]
下面对副边补偿网络(5)采用ps补偿、sp和ccl补偿，进行统一建模。即令：
[0146][0147]
式中，为经过戴维南定理等效后的理想变压器等效变比。n、q为中间变量。m称作电容比例系数，一般取值0≤m≤1，用以优化并联电容cr与串联电容cs的比例。r称作电感比例系数，一般取值0≤r≤1，用以优化串联电感l2与自感ls的比例。sp补偿是ccl补偿的特例，即r＝0,l2＝0。根据式(e-26)～式(e-29)确定n与q分别为：
[0148][0149]
用替换式(e-13)中的ne，联合式(e-16)、式(e-3)和式(e-29)推导出：
[0150][0151]
下面的分析，将考虑变换器的效率η。设p
in
为输入功率，则p
in
＝p
oe
/η。参照式(e-23)、式(e-24)和式(e-25)得出：
[0152][0153][0154]
联合式(e-30)和式(e-31)，可以解出副边补偿网络(5)的参数cs、cr和l2。
[0155]
1)对于ps补偿：
37)和(e-33)即可得到式(e-25)。
[0165]
仿真实验表明：当原边线圈与副边线圈的耦合系数k＝0.15～0.25时，无线传输系统的性能最佳。对于sp补偿，m最佳取值0.4～0.6；对于ps补偿，m最佳取值0.2～0.3。对于ccl补偿，r最佳取值0.4～0.6。ps补偿的效果优于sp补偿以及ccl补偿，能适应更宽的耦合系数及负载变化范围，而且副边线圈电感量和补偿电容较小。
[0166]
3.5各种原边补偿拓扑的统一分析
[0167]
本节于前面分析的基础上，在原边引入各种补偿拓扑，进一步推导出原边补偿统一的解析式方程组，从而得到满足互操作性要求的标准化解耦设计公式。
[0168]
原边补偿网络(3)在s补偿的基础上，再加入串联电感l1和并联电容c1，则成为lcc补偿。clc补偿、lc补偿和s补偿都可以看作lcc补偿的特例。原边补偿网络(3)的lcc补偿拓扑如图3所示。
[0169]
根据电路理论中的戴维南定理，逆变电路的输出u
p
通过l1和c1，可以等效成“开路电压”和“短路电抗”jx1的串联。即有：
[0170][0171]
加入串联电感l1和并联电容c1后，变换器的谐振角频率和特征角频率分别记作注意：与ω0、ωn不一定相同。设定：
[0172][0173]
式中，f0称作谐振频率适配系数，一般取值范围1.05～0.95；fn称作特征频率适配因子，一般取值范围0.95～1.05。ε、τ为中间变量。
[0174]
令λ＝ω0/ω，则λn＝ω0/ωn，λ称作归一化角频率，0＜λ≤1。则有：
[0175][0176]
若要逆变电路采用调频控制，则需满足一般规律：随着角频率ω增大而减小，即是ω的递减函数，是λ的递增函数。由于λ≤1/f0，因此即可满足上述规律。
[0177][0178]
另外，由式(e-41)可知加入l1和c1相当于改变了原边电压。一般希望提高原边电压，最好要求tn≥1，即最低要求t0≥1，即
[0179]
jx1的电容与c
p
串联成等效电容c
pe
。
[0180][0181]
参照式(e-15)，则原边电流等效副边电流的表达式为：
[0182][0183]
其中，a
*
的表达式，可参照式(e-14)、式(e-16)根据式(e-42)得出。
[0184][0185]
根据式(e-44)和式(e-39)可得：
[0186][0187]
由式(e-43)在恒流模式下，由式(e-45)和式(e-39)推导出：
[0188][0189]
由(e-43)在恒压模式下，结合式(e-45)得出：
[0190]
[0191]
将式(e-46)代入式(e-47)，推导得出：
[0192][0193]
参照式(e-21)和式(e-32)、式(e-33)，可以推导出下列关系式：
[0194][0195][0196][0197][0198][0199]
将式(e-34)～式(e-37)中的[bn,ωn,ls]，分别由替换，即可求得至此，已经得到了各种补偿拓扑统一的解析式方程组。
[0200]
为了便于互操作性的统一解耦设计，需要下列等式成立。
[0201][0202]
联合式(e-33)～式(e-37)和式(e-52)～式(e-53)得出参数约束方程组如下：
[0203][0204]
引入变量e和x。e称作电压适配系数，一般取值范围0.85～1.0。x称作拓扑适配系数，作为中间变量。设定：
[0205]b*
＝b
·
e,d
*
＝d
·
x
ꢀꢀꢀ
(e-56)
[0206]
则由式(e-55)、式(e-56)和式(e-48)推导出：
[0207]fn
＝1,y＝1,tn＝e,t0＝f0·
x/e
ꢀꢀꢀ
(e-57)
[0208]
联合式(e-57)和式(e-48)、式(e-41)解出：
[0209][0210]
由式(e-58)可见，调节f0和e可以确定τ和ε。代入式(e-46)即可解出原边补偿网络的参数[c
p
,c1,l1]。
[0211]
对于原边补偿网络(3)，由式(e-46)可知：当f0＞1时，l1和c1为正值，即为lcc补偿，如图3所示。当f0＝1时，ε＝∞,c1＝∞,l1＝0，并联电容c1无意义而去掉，退化为s补偿，如图2所示。
[0212]
当f0＜1时，l1和c1为负值，转化为clc补偿，如图4所示；即串联电感l1转换为串联电容c
l1
，并联电容c1转换为并联电感l
c1
。
[0213][0214]
当ε＝0时，c
p
＝∞，简化为lc补偿，如图5所示。e不再独立而与f0关联。网络参数c1、l1确定为：
[0215][0216]
至此，该标准化解耦设计方法的工作原理详细论述完毕。特征规律总结如下：
[0217]
由式(e-33)可见，
①
原边线圈自感l
p
由输入电压、输入功率和效率决定，与补偿拓扑、副边参数和耦合系数无关。
②
副边线圈自感ls由基准输出电压、额定输出功率和耦合系数决定，与补偿拓扑和原边参数无关。
③
原边补偿网络的参数只与原边有关，副边补偿网络的参数只与副边有关，相对独立互不影响。
④
耦合系数k，只影响副边线圈和副边补偿网络的参数，而与原边线圈和原边补偿网络的参数无关。
[0218]
在无线电能传输技术的相关标准中，系统频率范围、输入功率、输入电压等参数是确定的；因此，原边线圈、原边补偿网络和副边线圈、副边补偿网络，根据式(e-33)、式(e-34)、式(e-35)和式(e-46)、式(e-58)可以实现解耦设计。这一点对于互操作性和标准化而言非常重要，也是该标准化解耦设计方法的一个重要优势。
[0219]
基于上述标准化解耦设计方法，提出下列满足互操作性的标准化技术路线：
[0220]
1、对于原边，根据国标规定的每一个输入功率等级，确定一个原边线圈自感量；并规定其距离地面的精确安装高度，以确定耦合系数k的变化范围。根据输入功率、输入电压和系统频率范围，设计原边线圈np的自感量和原边补偿网络(3)。这样设计的结果不受副边
参数影响，并且满足互操作性和系统频率范围限定。
[0221]
2、对于副边，根据具体车型的额定充电功率、基准输出电压、系统频率范围和耦合系数k，设计具体的副边线圈ns的自感量和副边补偿网络(5)，这样设计的结果不受原边参数影响并且满足互操作性。耦合系数k的实际数值，按照具体车型中副边线圈ns的离地间隙并且与相同功率等级的原边线圈np在x和y方向的一定偏移量处测量确定。
[0222]
以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围。凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均包括在本发明的专利保护范围内。采用本发明的特征技术开发的无线充电电源及其设备也在本发明的专利保护范围内。

技术特征：
1.一种无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法，其无线充电功率变换器由apfc电路(1)、逆变电路(2)、原边补偿网络(3)、耦合线圈(4)、副边补偿网络(5)、整流电路(6)和滤波电容co构成；耦合线圈(4)包括原边线圈np和副边线圈ns；逆变电路(2)采用全桥拓扑或者半桥拓扑；整流电路(6)采用全桥整流或者倍压整流，其为四端网络，具有两个交流输入端和正输出端、负输出端；原边补偿网络(3)采用s补偿，或者采用lcc补偿，或者采用clc补偿，或者采用lc补偿；副边补偿网络(5)采用并\串联电容补偿，或者采用sp补偿，或者采用s补偿；apfc电路(1)、逆变电路(2)、原边补偿网络(3)和耦合线圈(4)的原边线圈np之间依次连接；整流电路(6)的正输出端连接滤波电容co的正极，并且作为该变换器的正极输出端vo ；整流电路(6)的负输出端连接滤波电容co的负极，并且作为该变换器的负极输出端vo-；交流输入电源连接apfc电路(1)；其特征是：副边补偿网络(5)采用并\串联电容补偿，简称ps补偿，包括并联电容cr和串联电容cs；耦合线圈(4)的副边线圈ns的一端连接副边补偿网络(5)的串联电容cs的一端，串联电容cs的另一端连接整流电路(6)的一个交流输入端，副边线圈ns的另一端连接整流电路(6)的另一个交流输入端；副边补偿网络(5)的并联电容cr与副边线圈ns并联，即并联电容cr的两端分别连接副边线圈ns的两端。2.一种无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法，其标准化解耦设计方法为：根据输入功率、输入电压和系统频率范围，设计原边线圈np的自感量和原边补偿网络(3)；根据具体车型的额定充电功率、基准输出电压、系统频率范围和副边线圈ns与原边线圈np之间的耦合系数k，设计具体的副边线圈ns和副边补偿网络(5)；原边线圈np和原边补偿网络(3)的参数与所述耦合系数k无关；原边线圈np和副边线圈ns的自感量，与原边补偿网络(3)和副边补偿网络(5)无关；其特征是：对应国标规定的每一个输入功率等级，确定唯一且精确的原边线圈np的自感量，并规定原边线圈np距离地面的唯一且精确的安装高度；所述耦合系数k的取值，按照具体车型中副边线圈ns的离地间隙并且与相同功率等级的原边线圈np在x和y方向的一定偏移量处测量确定；实际应用中因互操作和对位使得耦合系数k很小时，则适当降低供给逆变电路(2)的直流电压v
d
；设定谐振角频率ω0和特征角频率ω
n
，使之分别接近标准规定的系统频率范围的下限和上限；该方法给出无线充电功率变换器原边和副边参数的统一解析式；原边线圈np的自感l
p
，原边补偿网络(3)的参数即串联电容c
p
、并联电容c1、串联电感l1，由式(e-01)和式(e-02)、式(e-03)确定：03)确定：
对于原边补偿网络(3)，当f0＞1时，l1和c1为正值，即为lcc补偿；当f0＝1时，ε＝∞,c1＝∞,l1＝0,并联电容c1无意义而去掉，退化为s补偿；当f0＜1时，l1和c1为负值，转化为clc补偿；当ε＝0时，c
p
＝∞，简化为lc补偿；副边线圈ns的自感l
s
，副边补偿网络(5)的参数即串联电容c
s
、并联电容c
r
、串联电感l2，由式(e-04)和式(e-05)、式(e-06)确定：06)确定：06)确定：对于副边补偿网络(5)，当采用ps补偿时，由式(e-05)计算网络参数值；当采用ccl补偿时，由式(e-06)计算网络参数值；cl补偿是ccl补偿的特例，即m＝0,c
s
＝∞；sp补偿也是ccl补偿的特例，即r＝0,l2＝0；s补偿是sp补偿的特例，即r＝0,m＝0,l2＝0,c
r
＝0；
式(e-01)～式(e-06)中的参数说明如下：式中，g称作逆变拓扑系数，全桥拓扑时g＝1，半桥拓扑时g＝0.5；h称作整流拓扑系数，全桥整流时h＝1，倍压整流时h＝0.5；式中，p
in
为输入功率，v
d
为供给逆变电路(2)的直流电压；p
oe
为额定充电功率，也就是恒功率模式的输出功率；v
om
为最大输出电压，也就是充电电压的最高值；k为副边线圈ns与原边线圈np之间的耦合系数；式中，ω0为恒流模式的开关角频率，称作谐振角频率；ω
n
为恒压模式的角频率，称作特征角频率；λ
n
称作归一化特征角频率，λ
n
＜1；b
n
称作特征系数；d称作电流调整因子，一般取值0.9～1.1，经择优标准化后取定值；b称作电压调整因子，一般取值0.9～1.1,根据耦合系数k和副边补偿网络(5)而适当微调；式中，f0称作谐振频率适配系数，一般取值范围1.05～0.95；e称作电压适配系数，一般取值范围0.85～1.0；ε、τ为中间变量；式中，m称作电容比例系数，一般取值范围0≤m≤1，用以优化并联电容cr和串联电容cs的比例；r称作电感比例系数，一般取值范围0≤r≤1，用以优化串联电感l2与自感ls的比例；n
ps
、n
ccl
、k、a为中间变量。

技术总结
本发明涉及一种无线充电功率变换器及其标准化解耦设计方法，由APFC电路(1)、逆变电路(2)、原边补偿网络(3)、耦合线圈(4)、副边补偿网络(5)、整流电路(6)和滤波电容Co构成。耦合线圈(4)包括原边线圈Np和副边线圈Ns。原边补偿网络(3)采用S补偿或LCC或CLC或LC补偿。副边补偿网络(5)采用PS补偿或CCL或CL或SP或S补偿。给出原副边线圈及各种补偿的统一解析式，实现原副边解耦设计。线圈自感与补偿拓扑无关，原边参数与耦合系数无关，原边参数与副边参数相对独立；耦合系数根据具体副边线圈的离地间隙且与同功率等级原边线圈在X和Y方向一定偏移处测定。优越性：


技术研发人员：张朝辉
受保护的技术使用者：张朝辉
技术研发日：2021.03.23
技术公布日：2022/5/25