本发明属于功率变换器，具体涉及一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制方法和控制电路。
背景技术：
1、电力电子技术是利用功率半导体器件对电能进行高效变换的技术，电力电子变换器能够使电能更好地符合不同用电设备的要求，以实现高效率用电和高品质用电的目标，在几乎所有行业中都得到了不同程度的应用。从电能类型上来分，电力电子变换器可分为直流变换器(dc-dc converter)、逆变器(dc-ac converter)、整流器(ac-dc converter)、交-交变频器(ac-dc cyclo-converter)，其中整流器是将交流电转换为直流电的变换器。在日常生活和工业领域，电能通常取自于交流电网，而许多用电设备需要采用直流供电，因此整流器被广泛应用于led照明电源、通信电源、蓄电池充电器和直流电机供电电源等场合。
2、为了提高整流器的功率因数，通常采用功率因数校正(pfc)技术。根据是否使用开关管等有源元件，pfc技术可分为无源pfc和有源pfc两类，而有源pfc又根据是否有整流桥分为有桥pfc和无桥pfc两种。常见的pfc变换器有buck pfc变换器、boost pfc变换器、buck-boost pfc变换器。其中buck pfc变换器存在输入电流死区，功率因数较低；boostpfc变换器由于升压电路的特性，只能应用于高压输出的场合；buck-boost pfc变换器输出电压极性为负，且功率管的电压应力较高，为输入电压峰值与输出电压之和。将四管buck-boost电路应用于pfc变换器的dc-dc级，可以得到四管buck-boost pfc变换器，该变换器输入电流无死区、可以实现单位功率因数、开关管电压应力低、并且可以实现所有开关管的零电压开关(zvs)，但该电路在输入交流电压过零时电感电流脉动过低，无法实现开关管的zvs。将两个四管buck-boost的输出并联，输入分别连接到交流电压源的两端，就得到了无桥四管buck-boost pfc变换器。与四管buck-boost pfc变换器相比，该变换器在输入交流电压过零时buck-boost两端仍有较高的电压，能够在任意时刻实现所有开关管的zvs；同时，将电流通路中的四个二极管替换为了开关管，降低了导通损耗。
3、对于四管buck-boost变换器，可以采用pwm加移相控制方式，实现所有开关管的zvs和电感电流脉动最小化。而无桥四管buck-boost pfc变换器的输入电压为正弦波叠加直流偏置，输入电流为正弦波，变化范围很宽，同时在输入交流电压过零点处存在功率流向的切换，与dc-dc变换器的工作方式和设计方法有所不同。因此，针对无桥四管buck-boostpfc变换器，如何基于输入电压和输入电流宽范围变化的特点，结合四管buck-boost变换器的控制思路，寻找一种简单可行的控制方案是本领域研究人员亟待解决的问题。
技术实现思路
1、本发明所要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，提供一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制方法和控制电路，充分考虑了变换器输入电压、输入电流宽范围变化和功率流向发生切换的特点，可实现功率因数校正，和所有开关管的zvs，同时实现功率流向的平滑切换。
2、为实现上述技术目的，本发明采取的技术方案为：
3、一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制方法，所述变换器包括八个开关管qa1～qa4、qb1～qb4，滤波电感lc1、lc2，输出滤波电容co，输入电容cin1、cin2；其中qa1～qa4和lc1组成a模块，qb1～qb4和lc2组成b模块；qa1与qa2，qa3与qa4，qb1与qb2，qb3与qb4分别互补导通；lc1两端分别与qa1、qa2组成的桥臂中点及qa3、qa4组成的桥臂中点连接；lc2两端分别与qb1、qb2组成的桥臂中点及qb3、qb4组成的桥臂中点连接；co两端分别与qa3漏极及qa4源极连接，同时分别与qb3漏极及qb4源极连接；cin1两端分别与qa1漏极及qa2源极连接；cin2两端分别与qb1漏极及qb2源极连接，所述方法包括：
4、步骤1：在工频正半周期，采样输出电压vo和输入交流电压vin，得到输出电压采样信号vo_s与输入交流电压采样信号vin_s，vo_s和基准信号vo_ref的误差经过输出电压调节器放大，输出电压调节器的输出信号vc与vin_s相乘后，得到输入电流基准信号ig_ref；
5、在工频负半周期，vo和vin，vo_s和vo_ref的误差经过输出电压调节器放大，输出vc与-vin_s相乘后，得到ig_ref；
6、步骤2：在工频正半周期，采样a模块的输入电流iga，得到输入电流采样信号iga_s，iga_s和ig_ref相比较，并通过输入电流调节器闭环调节输入电流使其跟随基准，得到qa1的占空比dy1；
7、在工频负半周期，采样b模块的输入电流igb，得到输入电流采样信号igb_s，igb_s和ig_ref相比较，并通过输入电流调节器闭环调节输入电流使其跟随基准，得到qb1的占空比dy1；
8、步骤3：在工频正半周期，将a模块的电感电流ilc1与软开关所需的负电流基准-izvs进行比较，当ilc1线性下降至-izvs时关断qa3，得到qa3的占空比1-dy2；
9、在工频负半周期，将b模块电感电流ilc2与-izvs进行比较，当ilc2线性下降至-izvs时关断qb3，得到qb3的占空比1-dy2；
10、步骤4：在工频正半周期，根据a模块的输入电压vga和输出电压vo计算qa1、qa3开通时刻两者之间的相位差的移相角dθ_pdcm1；
11、在工频负半周期，根据b模块输入电压vgb和输出电压vo计算qb1、qb3开通时刻两者之间的相位差的移相角dθ_pdcm1；
12、步骤5：在工频正半周期，采样b模块的vgb，得到的采样信号vgb_s和b模块的输入电压基准信号vg_refb相比较，并通过输入电压调节器闭环调节输入电压使其跟随基准，得到qb3的占空比dy′1；
13、在工频负半周期，采样a模块的vga，得到的采样信号vga_s和a模块的输入电压基准信号vg_refa相比较，并通过输入电压调节器闭环调节输入电压使其跟随基准，得到qa3的占空比dy′1；
14、步骤6：在工频正半周期，b模块的电感电流负值-ilc2，与-izvs进行比较，当-ilc2线性下降至-izvs时关断qb1，得到qb1的占空比1-dy′2；
15、在工频负半周期，a模块的电感电流负值-ilc1，与-izvs进行比较，当-ilc1线性下降至-izvs时关断qa1，得到qa1的占空比1-dy′2；
16、步骤7：在工频正半周期，根据b模块的输入电压vgb和输出电压vo计算qb3、qb1开通时刻两者之间的相位差的移相角dθ_pdcm2；
17、在工频负半周期，根据a模块的输入电压vga和输出电压vo计算开关管qa3、qa1开通时刻两者之间的相位差的移相角dθ_pdcm2；
18、步骤8：采样输入交流电压极性，得到的采样信号ven和时钟信号clk2a送入换向触发时刻控制电路，得到换向触发信号vtr。
19、为优化上述技术方案，采取的具体措施还包括：
20、上述的步骤4所述dθ_pdcm1为：
21、
22、所述dθ_pdcm1为：
23、
24、其中，dc_max的表达式为：
25、dc_max＝2lc1izvs/(vots)
26、其中，ts为开关管的开关周期时长；
27、dc_max为电感电流从–izvs上升至izvs或从izvs下降至–izvs的时间所对应的占空比的最大值。
28、上述的步骤5所述vg_refb的表达式为：
29、
30、所述vg_refa的表达式为：
31、
32、其中，vbias为直流偏置电压，vin为输入交流电压有效值，ωin为输入交流电压角频率。
33、上述的步骤7所述dθ_pdcm2为：
34、
35、所述dθ_pdcm2为：
36、
37、其中，dc_max的表达式为：
38、dc_max＝2lc1izvs/(vots)
39、式中，dy′1为工频正半周期的qb3或工频负半周期的qa3的占空比。
40、一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制电路，包括输入电流基准产生电路、第一驱动信号产生电路、第二驱动信号产生电路、移相信号产生电路a、第三驱动信号产生电路、第四驱动信号产生电路、移相信号产生电路b和换向触发时刻控制电路；
41、输入电流基准信号产生电路，用于得到ig_ref；
42、第一驱动信号产生电路，用于在工频正半周期产生qa1和qa2的驱动信号，在工频负半周期产生qb1和qb2的驱动信号；
43、第二驱动信号产生电路，用于在工频正半周期得到qa3和qa4的驱动信号，在工频负半周期得到qb3和qb4的驱动信号；
44、移相信号产生电路a，用于得到时钟信号clk2a，其与clk1的相位差对应移相占空比dθ_pdcm1；
45、第三驱动信号产生电路，用于得到工频正半周期时的qb3和qb4驱动信号以及工频负半周期时的qa3和qa4；
46、第四驱动信号产生电路，用于产生工频正半周期时的qb1和qb2驱动信号以及工频负半周期时的qa1和qa2；
47、移相信号产生电路b，用于得到时钟信号clk2b，其与clk1的相位差对应移相占空比dθ_pdcm2；
48、换向触发时刻控制电路，用于基于输入交流电压对应的正负信号ven控制变换器在clk2a时刻换向。
49、上述的所述输入电流基准信号产生电路包括输出电压调节器、乘法器，输出电压调节器包括运算放大器ea1及其外围电路，其中ea1及其外围电路对vo_s和vo_ref的误差进行放大，输出信号vc，乘法器对vc与vin_s的绝对值相乘得到ig_ref，ig_ref与vin的绝对值的波形相同；
50、所述移相信号产生电路a包括基于ea3的减法器、乘法器mult2和基于ea4的加法器、比较器、单稳态电路；在工频正半周期，vga_s和vo_s送入减法器，再经二极管箝位后产生mult2的y输入信号ymult2，ymult2与verror1相乘并除以vo_s，再通过加法器与dc_maxvm相加，得到dθ_pdcm1的调制信号vθ_pdcm1，为：
51、
52、在工频负半周期，vgb_s和vo_s送入减法器，再经二极管箝位后产生mult2的y输入信号ymult2，ymult2与verror1相乘并除以vo_s，再通过加法器与dc_maxvm相加，得到dθ_pdcm1的调制信号vθ_pdcm1，为：
53、
54、比较器将vθ_pdcm1与vsaw相比较后，产生移相pwm信号qθ1，其上升沿对应于clk1，占空比为dθ_pdcm1；qθ1送入单稳态电路，其下降沿产生clk2a，clk2a滞后于clk1的时间为dθ_pdcm1ts；
55、所述移相信号产生电路b包括基于运算放大器ea6的减法器、乘法器mult3、基于运算放大器ea7的加法器、比较器和单稳态电路；在工频正半周期，vo_s和vgb_s送入减法器，再经二极管箝位后产生mult3的y输入信号ymult3，ymult3与verror2相乘并除以vo_s，再通过加法器与dc_maxvm相加，得到dθ_pdcm2的调制信号vθ_pdcm2，为：
56、
57、在工频正半周期，vo_s和vga_s送入减法器，再经二极管箝位后产生mult3的y输入信号ymult3，ymult3与verror2相乘并除以vo_s，再通过加法器与dc_maxvm相加，得到dθ_pdcm2的调制信号vθ_pdcm2，为：
58、
59、比较器将vθ_pdcm2与锯齿波vsaw相比较后，产生移相pwm信号qθ2，其上升沿对应于clk1，占空比为dθ_pdcm2，qθ2送入单稳态电路，其下降沿产生clk2b，因此clk2b滞后于clk1的时间为dθ_pdcm2ts；
60、所述换向触发时刻控制电路包括反向逻辑门和触发器；当输入交流电压由正变负时，ven信号为低电位，通过反向逻辑门输出为高电位，等待下一个开关周期的clk2a信号上升沿到来时，ven的反向信号和clk2a经过与门产生的vflip1置高，vflip1输入触发器使其输出信号vtr置低，变换器反向工作；当输入交流电压由负变正时，ven信号为高电位，通过反向逻辑门输出为低电位，等待下一个开关周期的clk2a信号上升沿到来时，vflip2置高，vflip2输入触发器使其输出信号vtr置高，变换器正向工作。
61、上述的所述第一驱动信号产生电路包括输入电流调节器、比较器、1#rs触发器，输入电流调节器包括运算放大器ea2及其外围电路；其中，在工频正半周期，ea2及其外围电路对输入电流采样信号iga_s和基准信号ig_ref的误差进行放大，得到输出信号verror1，verror1和锯齿波vsaw通过比较器比较后与clk1一起送入1#rs触发器，产生qa1和qa2的驱动信号；在工频负半周期，ea2及其外围电路对igb_s和ig_ref的误差进行放大，输出信号verror1，verror1和锯齿波vsaw通过比较器比较后与clk1一起送入1#rs触发器，产生qb1和qb2的驱动信号；
62、所述第二驱动信号产生电路包括滞环比较器comp2、或门、2#rs触发器；在工频正半周期，ilc1与-izvs送入comp2，当ilc1下降至-izvs时，输出信号vcomp1为高电平，或门产生高电平的信号qa3off，qa3off送入2#rs触发器的复位端，使qa3关断；时钟信号clk1与vcomp1进行或运算，如果ilc1在开关周期结束时未能下降至-izvs，当clk1为高电平时，qa2和qa3同时关断，qa3的开通时刻由时钟信号clk2a决定；在工频负半周期，ilc2与-izvs送入comp2，当ilc2下降至-izvs时，输出信号vcomp1为高电平，或门产生高电平的信号qb3off，qb3off送入2#rs触发器的复位端，使qb3关断；clk1与vcomp1进行或运算，如果ilc2在开关周期结束时未能下降至-izvs，当clk1为高电平时，qb2和qb3同时关断，qb3的开通时刻由clk2a决定；
63、第三驱动信号产生电路包括基于运算放大器ea5的输入电压调节器、比较器和3#rs触发器；在工频正半周期，输入电压调节器对vgb_s和vg_refb的误差进行放大，ea5的输出信号verror2和锯齿波vsaw相比较后，再与clk1一起送入3#rs触发器，产生qb3和qb4的驱动信号；在工频负半周期，输入电压调节器对vga_s和vg_refa的误差进行放大，ea5的输出信号verror2和锯齿波vsaw相比较后，再与clk1一起送入3#rs触发器，产生qa3和qa4的驱动信号；
64、第四驱动信号产生电路包括滞环比较器comp5、或门、4#rs触发器的复位端；在工频正半周期，–ilc2与-izvs送入滞环比较器comp5，当–ilc2下降至-izvs时，输出信号vcomp2为高电平，或门产生高电平的信号qb1off，qb1off送入4#rs触发器的复位端，使qb1关断；clk1与vcomp2进行或运算，如果–ilc2在开关周期结束时未能下降至-izvs，当clk1为高电平时，qb1和qb4同时关断，qb1的开通时刻由clk2b决定；在工频负半周期，–ilc1与-izvs送入滞环比较器comp5，当–ilc1下降至-izvs时，比较器的输出信号vcomp2为高电平，或门产生高电平的信号qa1off，qa1off送入4#rs触发器的复位端，使qa1关断；clk1与vcomp2进行或运算，如果–ilc1在开关周期结束时未能下降至-izvs，当clk1为高电平时，qa1和qa4同时关断，qa1的开通时刻由clk2b决定。
65、上述的第一驱动信号产生电路中，vsaw与clk1同步，将vsaw的幅值记为vm，则qa1的占空比dy1为：
66、
67、qb1的占空比dy1为：
68、
69、第三驱动信号产生电路中，vsaw与clk1同步，将vsaw的幅值记为vm，则qb3的占空比dy′1为：
70、
71、则qa3的占空比dy′1为：
72、
73、本发明具有以下有益效果：
74、本发明可实现无桥四管buck-boost pfc变换器功率因数校正、所有开关管的zvs、电感电流有效值最小化和功率流向平滑切换的控制，相比于四管buck-boost pfc变换器，通过在输入端叠加直流偏置电压，可以实现任意时刻所有开关管的zvs。与此同时，通过换向触发时刻控制电路控制变换器在clk2a时刻换向，消除了电感电流在输入交流电压过零时刻的过程，减小了输入电流的畸变。
1.一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制方法，所述变换器包括八个开关管qa1～qa4、qb1～qb4，滤波电感lc1、lc2，输出滤波电容co，输入电容cin1、cin2；其中qa1～qa4和lc1组成a模块，qb1～qb4和lc2组成b模块；qa1与qa2，qa3与qa4，qb1与qb2，qb3与qb4分别互补导通；lc1两端分别与qa1、qa2组成的桥臂中点及qa3、qa4组成的桥臂中点连接；lc2两端分别与qb1、qb2组成的桥臂中点及qb3、qb4组成的桥臂中点连接；co两端分别与qa3漏极及qa4源极连接，同时分别与qb3漏极及qb4源极连接；cin1两端分别与qa1漏极及qa2源极连接；cin2两端分别与qb1漏极及qb2源极连接，其特征在于，所述方法包括：
2.根据权利要求1所述的一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制方法，其特征在于，步骤4所述dθ_pdcm1为：
3.根据权利要求1所述的一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制方法，其特征在于，步骤5所述vg_refb的表达式为：
4.根据权利要求1所述的一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制方法，其特征在于，步骤7所述dθ_pdcm2为：
5.实现权利要求1-4任一项所述方法的一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制电路，其特征在于，包括输入电流基准产生电路、第一驱动信号产生电路、第二驱动信号产生电路、移相信号产生电路a、第三驱动信号产生电路、第四驱动信号产生电路、移相信号产生电路b和换向触发时刻控制电路；
6.根据权利要求5所述的一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制电路，其特征在于，所述输入电流基准信号产生电路包括输出电压调节器、乘法器，输出电压调节器包括运算放大器ea1及其外围电路，其中ea1及其外围电路对vo_s和vo_ref的误差进行放大，输出信号vc，乘法器对vc与vin_s的绝对值相乘得到ig_ref，ig_ref与vin的绝对值的波形相同；
7.根据权利要求6所述的一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制电路，其特征在于，所述vθ_pdcm1为：
8.根据权利要求5所述的一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制电路，其特征在于，所述第一驱动信号产生电路包括输入电流调节器、比较器、1#rs触发器，输入电流调节器包括运算放大器ea2及其外围电路；其中，在工频正半周期，ea2及其外围电路对输入电流采样信号iga_s和基准信号ig_ref的误差进行放大，得到输出信号verror1，verror1和锯齿波vsaw通过比较器比较后与clk1一起送入1#rs触发器，产生qa1和qa2的驱动信号；在工频负半周期，ea2及其外围电路对igb_s和ig_ref的误差进行放大，输出信号verror1，verror1和锯齿波vsaw通过比较器比较后与clk1一起送入1#rs触发器，产生qb1和qb2的驱动信号；
9.根据权利要求8所述的一种无桥四管buck-boost pfc变换器控制电路，其特征在于，第一驱动信号产生电路中，vsaw与clk1同步，将vsaw的幅值记为vm，则qa1的占空比dy1为：
