本发明涉及多电平换流器，特别是涉及一种适用于半波整形mmc(halfwave shaping-mmc，hws-mmc)的非对称移相控制方法。
背景技术：
1、模块化多电平换流器(modular multilevel converter,mmc)具备输出电能质量高、模块化易拓展等优势，是柔性直流输电、新能源并网送出以及配网柔性互联等领域的核心装备。
2、现有柔性直流输电工程中，mmc采用子模块数量多、电容用量大，使得其体积重量大、投资成本高等弊端凸显，mmc轻量化研究是重要的课题。
3、近年来有研究提出基于半波多电平整形和桥臂时分复用思想的hws-mmc，其多电平单元(桥臂)只需调制生成正弦半波，可有效减少子模块数量，提高子模块利用率，实现mmc轻量化。然而hws-mmc由于换向开关在一个基频周期内改变了换流器电流通路，使得多电平单元只能在特定运行点才能保证桥臂电容能量平衡。部分研究人员提出对称移相调制方法，引入移相角作为控制自由度，即正、负半波模式均向后移θ角度，实现换流器宽范围运行能量平衡。但该方法的能量平衡约束条件中移相角同时受调制比和功率因数角的影响，在有功/无功宽范围变化时换流器控制逻辑较复杂。为此，本发明针对hws-mmc提出一种基于非对称移相调制的控制方法，可以解决上述问题。
技术实现思路
1、本发明的目的在于提供一种适用于半波整形mmc的非对称移相控制方法，在实现换流器宽范围运行能量平衡的同时，消除功率因数角对移相角的限制影响，简化移相角的计算以及换流器的换向控制逻辑。
2、为实现上述目的，本发明采取的技术方案如下：
3、一种适用于半波整形mmc的非对称移相控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
4、步骤1：根据半波整形mmc工作原理及非对称移相调制方法，确定换向单元开关函数的表达式，由开关函数表示多电平单元(桥臂)的电压、电流，经积分运算推导多电平单元模块电容的能量累积表达式，根据能量平衡方程得到换向开关移相角θ的能量平衡约束条件
5、步骤2：由换流器的直流电压(有功功率)/无功功率—网侧电流双闭环控制部分输出三相正弦调制电压及其dq轴分量，计算出调制比m；依据步骤1中所述能量平衡约束条件，计算出实现稳态能量平衡控制的移相角θ0；
6、步骤3：由多电平单元模块电容电压平均值控制及相间均衡控制部分得到实现动态能量平衡的移相角增量，结合稳态能量平衡移相角θ0，得到三相换向单元移相角θu、θv、θw；
7、步骤4：由步骤3得到的各相换向单元移相角θk(k＝u,v,w)及调制比，计算各相换向单元的换向比较值dk：
8、dk＝-msinθk,k＝u,v,w (1)
9、步骤5：将步骤2中所述三相正弦调制电压uk0ref与步骤4中换向比较值dk进行比较，确定三相换向单元开关函数sk，如式(2)；根据sk控制各相换向单元开关的通断，当sk＝1，为正半波模式，换向开关s21和s12导通，s11和s22关断，当sk＝0，为负半波模式，换向开关s11和s22导通，s21和s12关断；
10、
11、步骤6：根据步骤2中所述三相正弦调制电压uk0ref，及步骤5中确定的三相换向单元开关函数sk，生成多电平桥臂调制的参考电压umckref，如下：
12、
13、式中，ku＝(udc/2)/uc，udc为换流器直流侧电容电压稳态值，uc为多电平桥臂电容总电压稳态值。
14、步骤7：根据步骤6中所述多电平桥臂参考电压umckref，结合最近电平逼近或载波移相多电平调制策略以及相内子模块均压方法，对三相多电平单元(桥臂)进行多电平调制。
15、所述步骤1中，非对称移相调制方法基本原理为，在一个2π周期内，换向单元开关函数及多电平单元调制电压不以半波周期π为切换周期，而是正半波模式以[0,π]为基准左右均向外扩移θ角，即区间为[-θ,π+θ]，负半波模式以[π,2π]为基准左右均向内缩移θ角，即区间为[π+θ,2π-θ]；在一个2π周期内，由多电平单元生成两个含直流偏置的非对称的部分正弦波，通过换向开关配合实现波形偏置消除和极性反转，得到交流侧完整多电平正弦波。
16、根据非对称移相调制原理，由移相角θ定义的三相换向单元基本开关函数为：
17、
18、根据开关函数式(4)及半波整形mmc电路原理，可得多电平单元两端电压umc和桥臂电流imc在一个2π周期内的表达式为：
19、
20、式中，m＝um/(udc/2)为换流器调制比，um和im为换流器交流电压和电流的幅值，为换流器交流电流滞后交流电压的功率因数角，ω为交流电网角频率。
21、根据式(5)、(6)，推导得多电平单元在一个2π周期内的累积能量δemc为：
22、
23、根据多电平单元能量平衡方程，即δemc＝0，可推导得换向开关移相角θ的能量平衡约束条件如式(8)，可见移相角仅受调制比影响，与功率因数角无关。
24、
25、所述步骤2中，根据换流器双闭环控制部分输出的三相正弦调制电压在同步旋转坐标系下的d、q轴分量udref、uqref，计算得到调制比m：
26、
27、将调制比m代入式(8)，得到稳态能量平衡移相角θ0。
28、所述步骤3中，由多电平单元模块电容电压平均值控制器得到实现整体动态能量平衡的移相角增量δθ0，与θ0叠加后得到三相换向单元的平均移相角θ1；由模块电容电压相间均衡控制器得到u相和v相的移相角增量δθu、δθv，进而计算得到三相换向单元的移相角θu、θv、θw，计算式如下：
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30、本发明的有益效果为：
31、本发明采用非对称移相调制方法，通过换向开关配合多电平单元实现两个非对称多电平正弦半波的生成和极性反转，得到交流侧完整多电平正弦波。本发明可以使半波整形mmc换流器实现宽范围运行能量平衡控制，同时实现移相角与功率因数角的解耦，使移相角仅受调制比影响，相较于对称移相调制，有利于系统在无功大范围调节时简化换向控制逻辑，具有更好的工程应用价值。本发明亦可应用于其他基于半波交替的混合型mmc拓扑。
1.一种适用于半波整形mmc的非对称移相控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
2.如权利要求1所述的一种适用于半波整形mmc的非对称移相控制方法，其特征在于：所述步骤1中，非对称移相调制方法基本原理为，在一个2π周期内，换向单元开关函数及多电平单元调制电压不以半波周期π为切换周期，而是正半波模式以[0,π]为基准左右均向外扩移θ角，即区间为[-θ,π+θ]，负半波模式以[π,2π]为基准左右均向内缩移θ角，即区间为[π+θ,2π-θ]；在一个2π周期内，由多电平单元生成两个含直流偏置的非对称的部分正弦波，通过换向开关配合实现波形偏置消除和极性反转，得到交流侧完整多电平正弦波。
3.如权利要求1所述的一种适用于半波整形mmc的非对称移相控制方法，其特征在于：所述步骤2和3中，将调制比m代入式(6)，得到稳态能量平衡移相角θ0；由多电平单元模块电容电压平均值控制器得到实现整体动态能量平衡的移相角增量δθ0，与θ0叠加后得到三相换向单元的平均移相角θ1；由模块电容电压相间均衡控制器得到u相和v相的移相角增量δθu、δθv，进而计算得到三相换向单元的移相角θu、θv、θw，计算式如下：
