多相电源的导通时间计时电路和多相电源的制作方法

1.本发明实施例涉及电子技术领域，特别涉及一种多相电源的导通时间计时电路和多相电源。


背景技术：

2.当下的英特尔微处理器(cpu)发展性能越来越好，计算处理速度越来越快，但其工作时所需要的电流变化速率和大小也同时得到了提高，这对给微处理器供电的电源管理平台如可控制多相电源输出的电压调整模块(voltage regulator module，vrm)，也称“vrm多相电源”提出了更加严苛的要求和挑战。即不论微处理器处于何种工作状态，电源系统都需要提供恰当的电压和电流以满足微处理器工作的要求。其中，当负载电流突变的频率在较高频段如200khz～250khz时，很容易引起电源系统的过调，从而导致输出电压过高超出cpu的规格范围。
3.目前，现有解决由电源系统过调所引起的电压弹跳过高问题的常规方案，是增加vrm多相电源中各相电源导通的间隔时间(blank time)。如图1所示，vrm多相电源通常有多路相互并联的输出，这些输出均通过脉冲宽度调制(pulse width modulation，pwm)输出指定大小的工作电流。以4路输出举例：稳态时，4相输出的电流幅值相同，且轮番交替工作(图1中pwm电平高为工作，低则为休息)，稳态时各个相位分别间隔等时交替工作，时序间隔或者说相位间隔相差90度，这些关于各输出电流的pwm调整过程、输出电流的时序均是由内部的控制环路控制的。
4.当出现负载电流瞬态变化，尤其是遇到负载电流瞬时变大的幅度很大时，内部的控制环路会进入饱和，并要求各个相位输出以最快的速度响应这突然的变化，表现为各相输出的pwm电流近乎同时工作为高电平。这种反应在负载变化频率较低时候比如30hz时不存在太大问题，但当负载变化频率切换到200khz时，因为各相输出的pwm电流同时为高，又恰逢负载从大变小很快，所以会有过多的能量冲击到电源的输出电容上引发输出电压弹跳到很高，这种现象叫做过补偿。为了阻止这种过补偿的现象，已有的技术方案是插入一个固定的各个相位最小的间隔导通时间(tblank)，即使控制环路饱和了也要保持tblank时长的间隔后再让下一个相位再导通，以防止过多能量到输出端引发电压弹跳过高。
5.但是，vrm支持的工作频率范围很宽，可以从200khz～5mhz。不同工作频率所需要的间隔时间tblank会不一样，通常频率较低所需要的间隔时间tblank越长，频率越高所需要的间隔时间tblank越短。设置间隔时间tblank是通过电源系统内部的寄存器设定的，为了支持宽范围工作频率的间隔时间tblank所占用的寄存器资源就相对越多。


技术实现要素：

6.本发明实施方式的目的在于提供一种多相电源的导通时间计时电路和多相电源，能够在不需要占用太多寄存器资源的情况下，既可满足宽范围工作频率的要求，同时解决多相电源系统中控制环路饱和带来的过补偿问题。
7.为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种多相电源的导通时间计时电路，包括：计时电路和调控电路；
8.所述计时电路用于在接收到控制环路发出的电源导通触发信号后，启动计时并在累计时间达到预设时长时输出导通时间结束信号；
9.所述调控电路用于在所述控制环路进入饱和状态时，根据预存的衰减因子缩小所述预设时长。
10.本发明的实施方式还提供了一种多相电源包括：控制环路，以及如上所述的多相电源的导通时间计时电路；
11.所述控制环路用于根据当前多相电源的负载工作频率和工作电流向所述多相电源的导通时间计时电路导通时间计时电路中的计时电路发送电源导通触发信号，所述工作频率与预设时长成反比；
12.所述多相电源的导通时间计时电路用于在接收到所述电源导通触发信号后，启动计时并在累计时间达到所述预设时长时输出导通时间结束信号；并在所述控制环路进入饱和状态时，根据预存的衰减因子缩小所述预设时长。
13.本发明实施方式相对于现有技术而言，通过设置包含计时电路和调控电路的多相电源的导通时间计时电路，该计时电路用于在接收到控制环路发出的电源导通触发信号后，启动计时并在累计时间达到预设时长时输出导通时间结束信号；调控电路用于在控制环路进入饱和状态时，根据预存的衰减因子缩短预设时长，以减少总输出能量。本方案在控制环路进入饱和状态时，通过缩短各相电源的导通时长，从而有效降低冲击到电源的输出电容上的能量，避免输出电压弹跳到很高。
附图说明
14.一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
15.图1是现有技术中多相电源的输出时序图；
16.图2是根据本发明实施方式的多相电源的导通时间计时电路的结构图一；
17.图3是根据本发明实施方式的多相电源的导通时间计时电路的结构图二；
18.图4是根据本发明实施方式的多相电源的导通时间计时电路的结构图三；
19.图5是根据本发明实施方式的多相电源的导通时间计时电路的结构图四。
具体实施方式
20.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本技术而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本技术所要求保护的技术方案。
21.本发明的一实施方式涉及一种多相电源的导通时间计时电路，该导通时间计时电路可应用于现有多相vrm电源中，用于控制各相vrm电源的电源导通时长，如图2所示，该多相电源的导通时间计时电路包括：计时电路1和调控电路2。
22.其中，计时电路1用于在接收到控制环路(图中未示出)发出的电源导通触发信号后，启动计时并在累计时间达到预设时长时输出导通时间结束信号；调控电路2用于在控制环路进入饱和状态时，根据预存的衰减因子缩短预设时长。
23.具体地，本实施例中计时电路1的作用是控制多相vrm电源中各相pwm输出电源(电压或电流)的导通时间。即在每相pwm基于控制环路变为高电平对外供电时，计时电路1也会同时接收到控制环路发出的电源导通触发信号，并启动计时。当计时电路1累计时间达到预设时长时输出导通时间结束信号。控制环路接收到导通时间结束信号后，控制当前相pwm的输出为低电平停止对外供电。本实施例中对计时电路1的具体电路结构不做限定，原则上只要能够实现上述功能的电路结构均可。
24.控制环路会根据当前电源系统的负载工作频率和工作电流(也可以是工作电压)控制各相pwm的启动和关闭，并在特定工况下进入到饱和状态。所谓控制环路的饱和状态，即控制环路为迎合某高负载工作频率下的较大工作电流(也可以是工作电压)的瞬态变化，而控制各相pwm以最快的速度响应这突然的变化，表现为各相输出的pwm近乎同时工作为高电平，这种反应在负载变化频率较低时候比如30hz时问题不大，但当负载变化频率切换到200khz的时候，因为各相pwm同时为高电平，又恰逢负载从大变小很快，所以会有过多的能量冲击到输出电容上引发输出电压弹跳到很高，极易容易导致电源工况不稳定，甚至崩溃。
25.作为解决该问题的一种方式，本实施例中利用调控电路2在控制环路进入饱和状态时，可以根据电源系统中预存的衰减因子调整上述预设时长，使其按照预设的衰减因子缩小为原时长的指定倍数。这样由于各相pwm为高电平时对应的导通时间均被缩短，大大减少了冲击到输出电容的能量，从而控制输出电压不会弹跳到很高。
26.采用这种方式的好处在于，对于现有技术中常规的导通时间计时电路的控制架构，在频率固定后其pwm高电平时间ton也随之固定(负载工作频率越低，ton时间越长；负载工作频率越高，ton时间越短)，当检测到控制环路进入饱和状态后，可以通过调控电路2立即让ton时间缩短，比如为原来的0.75倍。这样每相pwm导通的时间缩短，最终输出的总能量就会变少，从而避免出现过补偿的问题。
27.缩短的导通时间(ton_new)＝原来的导通时间(ton)*衰减因子。
28.本实施例中，原来的导通时间即为上述预设时长，缩短的导通时间(ton_new)即为上述根据预存的衰减因子缩小预设时长后得到的时长。
29.通过上式可以看到缩短的导通时间是跟随原来的导通时间的(乘以一个衰减因子即可)，而原来的导通时间又是跟随工作频率的，所以缩短的导通时间也是跟随频率的，这样就完成了工作频率的“跟随性”。即不论工作频率是200khz还是5mhz或者更高的频率，只要乘以一个衰减因子即可，理论上该衰减因子只占用寄存器的一个位(bit)即可，而不必像设置tblank那样需要较长的寄存器位。节省了寄存器资源。
30.与相关技术相比较，本发明实施例通过设置包含计时电路和调控电路的多相电源的导通时间计时电路，该计时电路用于在接收到控制环路发出的电源导通触发信号后，启动计时并在累计时间达到预设时长时输出导通时间结束信号；调控电路用于在控制环路进入饱和状态时，根据预存的衰减因子缩短预设时长，以减少总输出能量。本方案在控制环路进入饱和状态时，通过缩短各相电源的导通时长，从而有效降低冲击到电源的输出电容上的能量，避免输出电压弹跳到很高。
31.本发明的另一实施方式涉及一种多相电源的导通时间计时电路，该导通时间计时电路是对图2所示导通时间计时电路的改进，改进之处在于：对计时电路1进行细化，同时对调控电路2缩小预设时长的原理进行详细说明。
32.继续参考图2，计时电路1可包括：比较器a、第一电流镜m1、第一电容c1和第一开关s1；比较器a的反向输入端(
“‑”
)与第一电流镜m1连接后接电源vcc；第一电容c1和第一开关s1并联后的电路串接在比较器a的反向输入端与地gnd之间；比较器a的同向输入端(“ ”)接参考电压vref；比较器a的输出端用于输出导通时间结束信号(当ton为高电平时为导通时间启动信号，当ton为低电平时为导通时间结束信号)。
33.计时电路1的工作原理为：当电源系统处于稳态工作时，控制环路发出电源导通触发信号后，计时电路1启动，第一电流镜m1开始对第一电容c1充电，充电过程中，第一开关s1断开；第一电容c1上产生斜波电压，当斜波电压上升至vref时，比较器a输出从高电平翻转为低电平，即输出导通时间(ton)结束信号(开启信号由控制环路产生)，与此同时s1闭合，对第一电容c1上电压泄放到0v，为下一个周期充电清0，待第一电容c1上电压泄放到0v时，第一开关s1断开，计时电路1停止工作，等待下一次触发启动。设第一电流镜m1电流为i1，第一电容c1容值为c1，参考电压值为vref，那么可以得出ton1＝vref*c1/i1。
34.由此可知，上述斜波电压上升至vref所需要的时长即为电源导通时长，也为上述预设时长。而缩短该时长的关键因素包含在第一电流镜m1对第一电容c1的充电过程中。例如，通过提高第一电容c1的充电电流(如在第一电流镜m1的基础上增加充电电流)，和/或降低第一电流镜m1对应的充电电容(如在第一电容c1的基础上设置可调控的充电电容)，和/或降低输入至比较器a的同向输入端的参考电压(如对vref进行衰减处理)，均可以缩短上述斜波电压上升至vref所需要的时间，从而控制比较器a快速翻转输出导通时间结束信号，从而缩短电源导通时长。
35.本实施例中的调控电路2，就是基于上述所列举的各种缩短电源导通时长的原理，在与计时电路1连接后，通过对自身的电路控制，在控制环路进入饱和状态时，提高第一电容c1的充电电流，和/或降低第一电流镜m1对应的充电电容，和/或降低输入至比较器a的同向输入端的参考电压，以使预设时长缩小，缩小的倍数可基于预存的衰减因子进行控制。
36.需要说明的是，本实施例对于调控电路2的具体电路结构以及与计时电路1的连接关系不做限定，原则上只要能够从上述至少一种原理出发，实现缩短电源导通时长即可。
37.本实施例中，将列举以下几种可实现缩短电源导通时长的调控电路2的具体结构。
38.如图3所示，为从提高第一电容c1的充电电流的原理角度，对调控电路2的结构进行详细说明。具体地，调控电路2可包括：第二电流镜m2和第二开关s2，第二电流镜m2与第二开关s2串联后的电路与第一电流镜m1并联；第二开关s2在控制环路进入饱和状态时从断开切换到闭合，以控制从第一电流镜m1对第一电容c1充电，切换到第一电流镜m1和第二电流镜m2共同对第一电容c1充电。
39.具体工作过程为：当电源系统处于稳态工作时，控制环路发出电源导通触发信号后，计时电路1启动，第一电流镜m1开始对第一电容c1充电，充电过程中，第一开关s1、第二开关s2均断开；第一电容c1上产生斜波电压，当斜波电压上升至vref时，比较器a输出从高电平翻转为低电平，即输出导通时间(ton)结束信号(开启信号由控制环路产生)，与此同时s1闭合，对第一电容c1上电压泄放到0v，为下一个周期充电清0，待第一电容c1上电压泄放
到0v时，第一开关s1断开，计时电路1停止工作，等待下一次触发启动。设第一电流镜m1电流为i1，第一电容c1容值为c1，参考电压值为vref，那么可以得出ton1＝vref*c1/i1。
40.当接收到控制环路的饱和信号时，第二开关s2即刻闭合，第二电流镜m2与第一电流镜m1共同参与到对第一电容c1的充电过程中。通过设置第二电流镜m2输出电流的大小，可以设置电源导通时长的缩短程度。
41.例如，当调控电路2仅包括第二电流镜m2和第二开关s2时，第一电流镜m1与第二电流镜m2的输出电流比为t1，对应的衰减因子为t1/(t1 1)。
42.假设第二电流镜m2电流大小为1/3i1，即t1＝3,那么可以得出ton2＝0.75*ton1,这样便完成了ton按3/4的衰减因子进行缩短。
43.如图4所示，为从降低第一电流镜m1对应的充电电容的原理角度，对调控电路2的结构进行详细说明。具体地，调控电路2可包括：第二电容c2和第三开关s3，第二电容c2与第三开关s3串联后的电路与第一电容c1并联；第三开关s3在控制环路进入饱和状态时从闭合切换到断开，以从控制第一电流镜m1对第一电容c1和第二电容c2充电，切换到控制第一电流镜m1仅对第一电容c1充电。
44.具体工作过程为：当电源系统处于稳态工作时，控制环路发出电源导通触发信号后，计时电路1启动，第一电流镜m1开始对第一电容c1和第二电容c2充电，充电过程中，第一开关s1断开、第三开关s3闭合；第一电容c1和第二电容c2上产生斜波电压，当斜波电压上升至vref时，比较器a输出从高电平翻转为低电平，即输出导通时间(ton)结束信号(开启信号由控制环路产生)，与此同时s1闭合，对第一电容c1和第二电容c2上电压泄放到0v，为下一个周期充电清0，待第一电容c1和第二电容c2上电压泄放到0v时，第一开关s1断开，计时电路1停止工作，等待下一次触发启动。设第一电流镜m1电流为i1，第一电容c1容值为c1，第二电容c2容值为c2，参考电压值为vref，那么可以得出ton3＝vref*(c1 c2)/i1。
45.当接收到控制环路的饱和信号时，第三开关s3即刻断开，第一电流镜m1仅对第一电容c1进行充电。通过设置第二电容c2的容值大小，可以设置电源导通时长的缩短程度。
46.例如，当调控电路2仅包括第二电容c2和第三开关s3时，第一电容c1与第二电容c2的容值比为t2，对应的衰减因子为t2/(t2 1)。
47.假设第二电容c2的容值c2为1/3c1，即t2＝3,那么可以得出ton4＝0.75*ton3,这样便完成了ton按3/4的衰减因子进行缩短。
48.如图5所示，为从降低输入至比较器a的同向输入端的参考电压的原理角度，对调控电路2的结构进行详细说明。具体地，调控电路2可包括：比例衰减单元x scale和第四开关s4，比例衰减单元x scale与第四开关s4并联后的电路串接在参考电压vref与比较器a的同向输入端之间；第四开关s4在控制环路进入饱和状态时从闭合切换到断开，以从控制参考电压vref直接输入至比较器a的同向输入端，切换到控制参考电压vref经比例衰减单元x scale衰减后输入至比较器a的同向输入端。
49.具体工作过程为：当电源系统处于稳态工作时，控制环路发出电源导通触发信号后，计时电路1启动，第一电流镜m1开始对第一电容c1充电，充电过程中，第一开关s1断开、第四开关s4闭合；第一电容c1上产生斜波电压，当斜波电压上升至vref时，比较器a输出从高电平翻转为低电平，即输出导通时间(ton)结束信号(开启信号由控制环路产生)，与此同时s1闭合，对第一电容c1上电压泄放到0v，为下一个周期充电清0，待第一电容c1上电压泄
放到0v时，第一开关s1断开，计时电路1停止工作，等待下一次触发启动。设第一电流镜m1电流为i1，第一电容c1容值为c1，参考电压值为vref，那么可以得出ton1＝vref*c1/i1。
50.当接受到控制环路的饱和信号时，第四开关s4即刻断开，输入至比较器a的同向输入端的参考电压由原来的vref变为经比例衰减单元x scale衰减后的vref。通过设置比例衰减单元x scale衰减因子x的大小，可以设置电源导通时长的缩短程度。
51.例如，当调控电路2仅包括比例衰减单元x scale和第四开关s4时，经比例衰减单元xscale衰减后的参考电压与原参考电压的电压比为t3，对应的衰减因子为t3。
52.假设经比例衰减单元x scale衰减后的参考电压与原参考电压的电压比为3/4时，即t3＝3/4,那么可以得出ton5＝0.75*ton1,这样便完成了ton按3/4的衰减因子进行缩短。
53.此外，上述任一实施例中所述的多相电源的导通时间计时电路，其对应的衰减因子可寄存在电源的寄存器中，且占用存储空间长度为2bit。
54.且以上示出的三种缩小预设时长的方案可以任意选择其中2种或者三种方案进行组合使用。
55.与相关技术比较，本实施例中计时电路包括：比较器、第一电流镜、第一电容和第一开关；比较器的反向输入端与第一电流镜连接后接电源；第一电容和第一开关并联后的电路串接在比较器的反向输入端与地之间；比较器的同向输入端接参考电压；比较器的输出端用于输出导通时间结束信号；利用调控电路与计时电路连接，在控制环路进入饱和状态时通过提高第一电容的充电电流，和/或降低第一电流镜对应的充电电容，和/或降低输入至比较器的同向输入端的参考电压，以缩小预设时长，从而也为调控电路的丰富电路结构给出构建方案教导。
56.本发明的另一实施方式涉及一种多相电源，该多相电源可以为多相vrm电源，该多相电源包括：控制环路，以及如上任一实施例中所述的多相电源的导通时间计时电路；
57.其中，控制环路用于根据当前多相电源的负载工作频率和工作电流向多相电源的导通时间计时电路发送电源导通触发信号，工作频率与预设时长成反比；
58.多相电源的导通时间计时电路用于在接收到电源导通触发信号后，启动计时并在累计时间达到预设时长时输出导通时间结束信号；并在控制环路进入饱和状态时，根据预存的衰减因子缩小预设时长。
59.具体地，本实施例中，有关控制环路和多相电源的导通时间计时电路的具体结构和工作原理，可参见如上多相电源的导通时间计时电路对应的实施例，在此不做赘述。
60.本实施例中的多相电源，替代了现有技术中通过增加间隔时间tblank实现防止多相输出电源过补偿的问题，减少了对寄存器资源的占用，节约存储资源。
61.本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。